Giáo trình Cơ sở kỹ thuật thông tin vô tuyến

Cụ thể N gồm một số nguyên cộng với một phân số 0 AQN N P = + , (N0, A, Q, P đều là các số nguyên) Khi đó 0 0. .ra AQf N P f P ⎛ ⎞= +⎜ ⎟⎝ ⎠ fra = (PN0 + AQ)f0 (4.21) Về mặt lý thuyết, biểu thức (4.21) hoàn toàn có thể thực hiện được, nhưng thực tế thực hiện nó rất khó. Biến đổi (4.21) đi một chút, trong hệ số ta thêm vào và bớt đi một lượng là AP sẽ có fra = (PN0 + AQ + AP - AP)f0 fra = [P(N0 - A) + (P + Q)A]f0 (4.22) Từ biểu thức (4.22) ta thấy: Trong một chu kỳ chia đầy đủ, bộ chia trước sẽ chia cho (P+Q) trong A xung (ở đầu ra bộ chia trước) và chia cho P trong (N0 - A) xung. Từ đây, ta thiết lập được bộ chia như hình 4-23, lưu ý ở sơ đồ này N chính là N0 nói ở trên và là số nguyên. : N vf : P : (P+Q) : A raf ®Õn TSFtõ VCO (a) (b) (c) (d) (2) (1) Data Hình 4-23. Bộ chia có điều khiển trước chia biến đổi Hoạt động: Bộ chia trước sẽ chia cho (P+Q) khi tín hiệu điều khiển ở mức cao và chia cho P khi tín hiệu điều khiển ở mức thấp, gọi đây là bộ chia trước kép luân phiên (Dual - Modulus - Prescalers). Tín hiệu đầu ra bộ chia trước đồng thời được đưa đến hai bộ đếm. Trong một chu kỳ chia, đầu tiên bộ đếm (1) đặt hệ số là A, bộ đếm (2) đặt hệ số là N, tín hiệu điều khiển có mức cao để đặt hệ số của bộ chia trước là (P+Q). Trạng thái này được duy trì đến khi bộ đếm (1) đếm tới 148 0. Tại thời điểm này, bộ đếm (1) phát ra tín hiệu mức thấp để đặt hệ số của bộ chia trước là P, bộ đếm 2 lúc này có giá trị là (N-A) (đã đếm được A xung trong giai đoạn đầu), tới khi bộ đếm (2) đếm đến 0 thì trạng thái này kết thúc và cũng là kết thúc một chu kỳ chia đầy đủ (đầu ra bộ đếm (2) có một xung). Các bộ đếm sẽ được reset để đưa về trạng thái ban đầu để tiếp tục chu kỳ chia tiếp theo. Giản đồ thời gian của chu trình chia tại các điểm a, b, c, d như hình 4-24. Giả sử một chu kỳ chia bắt đầu tại thời điểm t0, trong giai đoạn đầu của chu kỳ chia, bộ chia trước có giá trị là (P+Q) (tín hiệu điều khiển mức cao), giai đoạn này tồn tại tới khi bộ đếm (1) đếm đến 0, tức là đầu vào bộ đếm 1 (đầu ra bộ chia trước) phải có A xung, do đó phải có A(P+Q) xung đầu vào. Giai đoạn sau của chu kỳ chia, bộ chia trước có hệ số là P (tín hiệu điều khiển mức thấp), bộ đếm (2) có giá trị là (N-A). Khi bộ đếm này đếm tới 0 thì kết thúc chu kỳ chia, đầu ra có một xung. Trong giai đoạn này đầu vào bộ đếm (2) (đầu ra bộ chia trước) phải có (N-A) xung, do đó phải có P(N-A) xung đầu vào. (a) (b) (c) (d) t0 t0 t0 t0 t t t t : (P+Q) : P A xung (N - A) xung (P+Q)A xung P(N -A) xung Hình 4-24. Giản đồ thời gian của bộ chia có điều khiển trước chia biến đổi Từ (4.21) đã có: fra = (PN + AQ).f0 ở đây, A là số nguyên nhận các giá trị từ 0 đến N Khi A = 0 thì fra = N.P.f0 :Bộ chia trước có hệ số chia cố định là P Khi A = N thì fra = N(P + Q)f0 : Bộ chia trước có hệ số chia cố định là (P+Q) Khi 0<A<N thì fra = (PN + AQ)f0 149 Mỗi khi thay đổi A một đơn vị thì tần số đầu ra thay đổi một lượng Q.f0, ta được mạng tần số với bước tần ∆fS = Q.f0. Nếu Q = 1 thì bước tần của mạng ∆fS = f0, thỏa mãn yêu cầu về bước tần của bộ THTS. Khi đó: fra = (PN + A)f0 (4.23) Ví dụ: giả sử cần đặt tần số cho VCO là 45,350 MHz, với bước tần f0 = 25 kHz. Từ sơ đồ hình 4-22 và biểu thức (4.16), với P = 32, P + 1 = 33 có: 45,350 MHz = (32N + A).25 kHz Tìm N và A bằng cách: 45,350 MHz : 25 kHz = 32N + A = 1814 hay 1814 = 32N + A 1814 = 32.56 + 22 Như vậy N = 56 và A = 22. Ta sẽ biến đổi ngược lại để có thể hiểu được nguyên lý một cách rõ ràng hơn: 1814 = 32.56 + (33 - 32).22 = 32.(56 - 22) + 33.22 Như vậy bộ chia trước có điều khiển sẽ chia cho 33 với 22 xung rồi chia cho 32 với N - A = 34 xung, hệ số chia tổng cộng đúng bằng 1814. Chuyển đổi thành bit nhị phân A = 10110 và N = 0111000. Tương tự như trên có tính toán được cho một hệ số chia bất kỳ. Trong thực tế các bộ chia trước kép thường được thiết kế sẵn và sử dụng là: 5/6, 8/9, 10/11, 32/33, 40/41, 64/65, 100/101, 128/129. Kết luận: với phương pháp này ta khắc phục được nhược điểm các bộ chia biến đổi có tần số giới hạn thấp, bảo đảm bước tần của mạng ra đủ nhỏ theo yêu cầu. c. Bộ THTS gián tiếp với nhiều mạch vòng khóa pha Ngày nay các bộ tổng hợp số 2 vòng (nhiều vòng) khóa pha PLL được áp dụng rất rộng rãi (hình 4-25). Cả hai vòng đều thực hiện theo sơ đồ có biến tần sơ bộ. Bằng cách sử dụng 2 hay nhiều vòng PLL cho phép khắc phục được những hạn chế của một vòng, như dải tần rộng, bước tần nhỏ, thời gian thiết lập tần số (khóa pha) nhanh...v.v. Trong sơ đồ hình 4-25, sử dụng 2 vòng khóa pha. Vòng 1 (vòng chính) đảm bảo dải tần số đầu ra của bộ THTS là rộng với bước tần lớn (∆fS1 = f01) có nhiệm vụ tạo mạng thưa. Vòng 2 (vòng phụ) đảm bảo dải tần số đầy bước tần của 150 vòng 1 có nhiệm vụ tạo mạng mau, với bước tần nhỏ (∆fS2 = f02) Mối quan hệ tần số giữa các vòng: fra1 = fTG1 + fra2 (4.17) fra2 = m.fref - fTG2 (4.18) ở đây: fTG1 = N1. f01 (với f01 = fref / M1) fTG2 = N2. f02 với f02= fref / M2 Từ 4.17 có thể triển khai fra1 = N1. f01 + (m.fref - N2. f02) (4.19) Qui f01 và fref về f02 có: fra1 = N1.M2. f02 / M1 + m.M2.f02 - N2.f02 fra1 = (N1.M2 / M1 + m.M2 - N2).f02 (4.20) Để nhận được mạng mau khi các tần số so sánh f01 và f02 tương đối cao, cần chọn tỉ số M2 / M1 bằng 0.9; 0.99; 0.999...v.v. Nếu đồng thời thay đổi N1 và N2 đi một đơn vị về cùng một phía thì toàn bộ hệ số của f01 sẽ thay đổi tương ứng 0.1; 0.01; 0.001...v.v. Chia cè ®Þnh 1 So pha 1 LPF 1 PhÇn tö kh¸ng 1 Dao ®éng 1 Chia biÕn ®æi 1 Trén 1 (-) Dao ®éng 2 PhÇn tö kh¸ng 2LPF 2So pha 2 Chia cè ®Þnh 2 Dao ®éng chuÈn Trén 2 (-) Chia biÕn ®æi 2Nh©n m m.fref fTG2 f 02 fra2 fTG1 f 01 f ref N1 N2 M 2 M 1 f ra = f ra1 Hình 4-25. Sơ đồ TĐF hai vòng 4.3.3 Tổng hợp tần số số trực tiếp - DDS Tổng hợp tần số số trực tiếp (DDS - Direct Digital Synthesizer) là phương pháp THTS mới nhất, nó ứng dụng kỹ thuật số trong việc tạo ra dải tần tổ hợp. Cơ sở của phương pháp này là định luật Kotelnikov, nội dung của định luật là: "Nếu tín hiệu có phổ hữu hạn, có tần số lớn nhất là fmax thì hoàn toàn có thể được 151 xác định bởi những giá trị tức thời tại những thời điểm cách nhau những khoảng bằng nhau, khoảng này gọi là chu kỳ lấy mẫu (Tlm) thoả mãn điều kiện: Tlm ≤1/(2fmax) hay flm ≥ 2fmax". Như vậy để tạo nên tín hiệu hình sin có tần số f, chỉ cần có không ít hơn 2 giá trị của nó trong chu kì lấy mẫu là đủ. Trên thực tế thường dùng nhiều hơn 4 giá trị. Ví dụ với 8 giá trị trong chu kì lấy mẫu, nếu 1/ 8MHzlm lmf T= = thì có thể tạo ra dao động tần số f = 1MHz bằng phương pháp này. Để khôi phục lại tín hiệu ta cho tín hiệu rời rạc đó đi qua bộ lọc thông thấp. Đặt vấn đề ngược lại, ta có thể tạo ra tín hiệu S(t) từ một chuỗi xung chuẩn có biên độ không đổi, giả sử cần tạo ra tín hiệu hình sin có tần số f. Ta tiến hành điều biên chuỗi xung chuẩn đó sao cho biên độ của nó biến thiên theo dạng tín hiệu f cần tổ hợp, chùm xung này cho qua bộ lọc thông thấp ta thu được tín hiệu cần tổ hợp. Vấn đề điều biên chuỗi xung đó như thế nào sẽ được giải quyết bằng các máy tính đa năng, máy vi tính hoặc dùng một bảng nhớ (bộ nhớ) lưu trữ các giá trị gián đoạn thích hợp của sóng hình sin. Thực chất của phương pháp dùng bảng nhớ là cho ra những giá trị tương tự nhau trong mỗi chu kỳ sóng hình sin và thay đổi tần số ra bởi việc điều chỉnh luồng số liệu ra. Việc tạo tín hiệu sin có tần số đã cho được thực hiện như sau. Với tần số lấy mẫu (rời rạc hóa) 0lmf f= , pha hiện thời của dao động được xác định (tính) sau các khoảng thời gian lmT . Từ bộ nhớ chọn ra một số tỉ lệ với giá trị của hình sin với pha như thế. Nhờ bộ biến đổi số - tương tự, số đã chọn được biến đổi thành điện áp. Kết quả ở lối ra bộ biến đổi D/A điện áp sẽ thay đổi từng nấc (xem hình 4-28a). LPF sau bộ biến đổi D/A dùng để tách lấy hài bậc 1. §Æt tÇn sè Ghi tÇn sè Bé céng Khèi nhí D/A LPF D§ chuÈn T¹o xung Khèi tÝnh pha f ra flm = f0f0 Hình 4-26. Sơ đồ cấu trúc của DDS Sơ đồ cấu trúc của DDS (hình 4-26) bao gồm: bộ tạo xung nhịp (chuẩn), khối đặt tần số, khối tính pha hiện thời của hình sin có tần số đã cho, khối nhớ 152 lưu giữ các số liệu về các trị của hình sin tại các pha khác nhau, bộ biến đổi D/A và LPF. Thay cho khối nhớ có thể sử dụng khối tính toán, tại đây theo chương trình xác định các giá trị hiện thời của hình sin được tính toán trên cơ sở các số liệu (nhập vào) về tần số cần thiết và pha hiện thời. Các số liệu của tần số cần tổ hợp từ khối đặt tần số được đưa tới bộ cộng pha, xung đồng hồ có tần số 0f (chu kỳ 0T ) cũng được đưa tới bộ cộng pha. Như vậy qua mỗi khoảng thời gian 0T ta xác định được giá trị pha và biên độ tức thời của dao động. Giả sử bộ cộng pha N bit, như vậy nó tính được 2N giá trị pha hiện thời (số này xác định dung lượng bộ nhớ của thiết bị tính toán). Tần số nhỏ nhất của bộ tổ hợp (hay cũng chính là bước tần) có chu kỳ bằng chu kỳ cộng mT , trong đó có 2N giá trị pha hiện thời. 02 . N mT T= (4.21) Tần số gới hạn dưới 0min 0 1 1 2 2m N Nm ff f T T = ∆ = = = (4.22) Gia số pha cùng với mỗi nhịp ứng với tần số minf là: 0 22 . 2m Nm T T πϕ π∆ = = (4.23) Nếu ở tần số ( )max. 1, 2, ,mf p f p p= ∆ = L cũng có 2N giá trị pha hiện thời trên p chu kỳ, gia số pha mỗi nhịp sẽ bằng (tính theo radian): 0 2 .2 . . 2Nm T pp T πϕ π∆ = = (4.24) Giá trị pha hiện thời tăng tuyến tính theo qui luật 2. 2s N pSS πϕ ϕ= ∆ = (4.25) ở đây S là số nhịp ứng với xung đồng hồ. Trong khối nhớ tiến hành lượng tử theo pha, nghĩa là ghi các giá trị đường hình sin chỉ đối với một loạt các giá trị pha gián đoạn. Chúng ta giả thiết rằng số giá trị như thế bằng 2k ở trong góc phần tư thứ nhất ( )0 / 2π− , khi đó bước lượng tử sẽ là: 2.2k qϕ π= (4.26) 153 Để giảm bớt dung lượng bộ nhớ cần thiết, trong khối lưu trữ thông tin chỉ nhớ đối với gốc phần tư thứ nhất, còn đối với 3 góc phần tư còn lại sẽ được qui đổi sang góc phần tư thứ nhất. Với góc phần tư thứ 2, góc pha quy đổi là: 1qd sϕ π ϕ= − Với góc phần tư thứ 3, góc pha quy đổi là: 2qd sϕ ϕ π= − Với góc phần tư thứ 2, góc pha quy đổi là: 3 2qd sϕ π ϕ= − . Ứng với mỗi giá trị pha lượng tử có một giá trị biên độ lượng tử, do đó số giá trị lượng tử biên độ cần phải lưu trữ trong bảng nhớ bằng số giá trị lượng tử pha trong góc phần tư thứ nhất là 2k. Cùng với sự qui đổi này phải có tín hiệu điều khiển cực tính điện áp ở bộ biến đổi D/A (góc phần tư thứ 3, thứ 4 điện áp âm). Quá trình lượng tử như sau: Trong quá trình bộ cộng pha tính toán giá trị pha tức thời 2 2s N pSπϕ = , khi sϕ gần với giá trị lượng tử pha ipϕ , cách ipϕ một khoảng cách không lớn hơn nửa gia số pha (tức là ( ) . 2S qd i qϕ ϕϕ ∆− ≤ ) sẽ được làm tròn thành ipϕ (hình 4-27), từ mã hoá giá trị lượng tử pha ipϕ này sẽ là địa chỉ để lựa chọn giá trị biên độ lượng tử tương ứng trong bảng nhớ đưa sang bộ biến đổi D/A. Đầu ra bộ biến đổi D/A có điện áp bậc thang thay đổi, qua bộ lọc thông thấp cho ta tần số f mong muốn. CLK t T0 2 2 π p N 2 2 π ϕ pS iqN → 2 2 1 π ϕ pS i qN ' ( )→ + iqϕ (i+1)q ϕ Ai Ai+1 t ϕ (l−îng tö) ϕS Biªn ®é Sai sè l−îng tö pha Hình 4-27. Lượng tử biên độ và pha Tóm lại quá trình hoạt động như sau: cần đặt tần số f = p.∆fm thì giá trị p sẽ được đưa vào bộ cộng pha. Giá trị pha tức thời được tính 2 2N pSπϕ = , khi giá trị 154 pha đạt tới gần giá trị lượng tử pha nhất, lúc đó giá trị lượng tử biên độ tương ứng với giá trị lượng tử pha đó trong bảng nhớ sẽ được đưa ra. Ta thấy, tần số giới hạn lớn nhất của DDS không chỉ phụ thuộc vào tần số đồng hồ f0 mà còn phụ thuộc vào tốc độ của các bộ tính, tốc độ truy nhập của bộ nhớ và tốc độ của bộ biến đổi D/A do đó ta không thể tăng fra bằng cách tăng f0 lên một cách tuỳ ý được. Ví dụ: Xác định các tham số bộ tổng hợp với các số liệu ban đầu sau: 6 02; 3; 2 ; 8000 ; 3k n N f Hz p= = = = = Sử dụng các công thức trên ta tính được: min max 0 0 0 125 ; 8000 / 4 2000 ; 375 ; 5,625 ; 16,875 ; 22,5 ;0 7 s s i f f Hz f Hz f Hz q Aϕϕ ϕ ∆ = = ≤ = = ∆ = ∆ = = ≤ ≤ Các kết quả tính toán cho trong bảng 4-3. Bảng 4-3 S Pha hiện thời 0 S Sϕ ϕ= ∆ Pha hiện thời, góc vuông 1 Pha lượng tử Mã của pha lượng tử Biên độ lượng tử iA Mã của biên độ lượng tử Dấu điện áp Mã dấu điện áp 1 16,9 16,9 22,5 001 3 011 + 0 2 33,7 33,7 45 010 5 101 + 0 3 50,6 50,7 45 010 5 101 + 0 4 67,5 67,5 67,5 011 6 110 + 0 5 84,4 84,4 90 100 7 111 + 0 6 101,2 78,8 90 100 7 111 + 0 9 151,9 28,1 22,5 001 3 011 + 0 10 168,8 11,2 22,5 001 3 011 + 0 11 185,6 5,6 0 000 0 000 - 1 15 253,1 73,1 67,5 011 6 110 - 1 16 270 90 90 100 7 111 - 1 17 286,9 73,1 67,5 011 6 110 - 1 20 337,5 22,5 22,5 001 3 011 - 1 21 354,4 5,6 0 000 0 000 - 1 22 371,2 11,2 22,5 001 3 011 + 0 155 0 2 4 6 2 4 6 8 10 14 16 18 20 Ai S S0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 ϕ 300 600 900 0 1 S Sự thay đổi điện áp bậc thang lối ra D/A Sự thay đổi pha lượng tử Xung trong khối nhớ Hình 4-28. Hình 4-28 biểu diễn đồ thị thay đổi điện áp bậc thang ở lối ra bộ biến đổi số - tương tự tùy thuộc vào số hiệu của mẫu S, xây dựng trên số liệu của bảng. Sự thay đổi của pha lượng tử vào S biểu diễn bởi vạch thẳng đứng trên hình 4-28b. Đường gạch gạch trên hình 4-28b là sự thay đổi của pha không có lượng tử hóa. Hình 4-28c là các xung hình thành trong khối nhớ và là lệnh thay đổi cực tính điện áp ở lối ra bộ D/A. Nhận xét: Bộ tổng hợp tần số DDS sử dụng toàn vi mạch nên có kết cấu gọn nhẹ, công suất tiêu thụ thấp, có độ phân giải tần số tốt (bước tần có thể đạt tới 1Hz), việc đặt tần số gần như tức thời (độ trễ không đáng kể), có sai số và nhiễu 156 pha nhỏ. Với kỹ thuật vi điện tử ngày nay người ta đã chế tạo được DDS đạt tới tần số 150MHz, nếu sử dụng các bộ cộng pha có đầu vào ra song song, bộ biến đổi D/A song song thì có thể đạt tới tần số 500MHz. Tuy nhiên, tổ hợp tần số theo phương pháp DDS gặp phải méo lượng tử biên độ và méo lượng tử pha. Người ta đã tính được + Méo lượng tử biên độ: 120lg 6.2ma n D = [db] Trong đó n là số bit mã hoá mức lượng tử biên độ. + Méo lượng tử pha: 1 20 lg 12.2m k D ϕ π += [db] Trong đó k là số bit mã hoá mức lượng tử pha. Kết luận: Chúng ta đã xét các phương pháp THTS, mỗi phương pháp đều có những ưu nhược điểm khác nhau. Sơ đồ tổng hợp là sự kết hợp điểm mạnh của từng phương pháp nhằm thỏa mãn được mục đích đặt ra là xây dựng được các bộ THTS ngày càng hoàn hảo, đáp ứng được các yêu cầu kỹ thuật đặt ra. Các phương pháp THTS thường được sử dụng trong các thiết bị viễn thông mà đặc biệt là trong các thiết bị thông tin vô tuyến hiện đại ngày nay là: THTS gián tiếp dùng bộ chia cố định có điều khiển trước chia biến đổi, THTS dùng vi xử lý, THTS gián tiếp kết hợp DDS, THTS gián tiếp với nhiều vòng khóa pha... 157 Chương 5 CÁC MẠCH ĐIỀU CHỈNH VÀ ĐIỀU CHỈNH TỰ ĐỘNG TRONG CÁC MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN 5.1 CÁC MẠCH ĐIỀU CHỈNH VÀ ĐIỀU CHỈNH TỰ ĐỘNG TRONG MÁY THU 5.1.1 Điều chỉnh bằng tay và điều chỉnh tự động hệ số khuếch đại a. Đặt vấn đề Mức tín hiệu cao tần ở lối vào máy thu, như ta đã biết thường thay đổi trong phạm vi rất rộng. Nó phụ thuộc vào công suất máy phát và loại anten của đài đối, vào cự ly và điều kiện truyền sóng, vào loại anten thu. Dải biến đổi này có thể đạt tới 100 ÷ 120 dB (105 ÷ 106 lần), trong khi máy thu lại có dải động hạn chế và sẽ quá tải nếu tín hiệu mạnh nên việc điều chỉnh khuếch đại trong máy thu là hoàn toàn cần thiết. Nhiệm vụ của việc điều chỉnh này là: - Duy trì mức sóng mang ở lối vào bộ tách sóng ở giá trị tương đối cố định (const) cho dù mức tín hiệu ở anten thay đổi đáng kể. - Bảo đảm lối ra âm tần của máy thu chỉ biến đổi như một hàm của việc điều chế sóng mang chứ không biến đổi theo mức sóng mang. - Bảo đảm hệ số khuếch đại máy thu có thể lớn để thu các tín hiệu yếu mà không sợ gây quá tải các tầng khuếch đại cao tần khi thu tín hiệu mạnh. - Bảo đảm mức ra không đổi một cách hợp lý khi điều hưởng máy thu từ đài này sang đài khác. Trong các máy thu FM, thường dùng TĐK để đảm bảo: - Tín hiệu đến lối vào bộ hạn biên đủ lớn để mạch hạn chế làm việc. - Không xảy ra quá tải các tầng cao tần và trung tần. Hiệu quả của hệ thống TĐK được đánh giá bằng tỉ số giữa sự thay đổi mức tín hiệu ở lối vào máy thu và sự thay đổi mức ở lối ra: β = p/q (thường ≅ 60 ÷ 80 dB); (5.1) ở đây: p = EA max /EA dđ ; q = Ura max /Ura dđ (Các giá trị cực đại và danh định) 158 b. Phân loại Người ta chia ra hai loại: điều chỉnh khuếch đại bằng tay và điều chỉnh khuếch đại tự động (viết tắt là TĐK hoặc AGC). Điều chỉnh khuếch đại bằng tay chỉ có thể bảo đảm mức ra của tín hiệu là không đổi với những thay đổi rất chậm của mức tín hiệu vào. Với những thay đổi nhanh của mức tín hiệu vào như trên các đường vô tuyến sóng ngắn thì chỉ TĐK mới có tác dụng. Ta có thể thay đổi hệ số khuếch đại của máy thu bằng thay đổi hệ số khuếch đại của một hoặc vài phần tử của tuyến thu: - Thay đổi hệ số truyền đạt của mạch vào bằng việc mắc bộ suy giảm loại phân áp nhiều cấp dùng điện trở vào giữa thiết bị anten - phi đơ và khung dao động vào. Ưu điểm: khi giảm mức tín hiệu thì đồng thời giảm cả mức nhiễu. Nhược điểm: giảm tỷ số tín / tạp, dải điều chỉnh của bộ suy giảm lớn (100 ÷ 120 dB) nên số cấp suy giảm lớn khó thực hiện. - Thay đổi hệ số khuếch đại của các tầng khuếch đại máy thu. Cần bảo đảm khuếch đại không méo tín hiệu, do đó thường điều chỉnh các tầng mà biên độ tín hiệu còn nhỏ. c. Giải pháp kỹ thuật Ý tưởng cơ bản của hệ thống AGC được minh họa trên hình 5-1. Điện áp AGC được tạo ra trong tầng tách sóng hoặc trong tầng hạn biên và tỉ lệ với biên độ sóng mang xuất hiện ở lối ra bộ khuếch đại trung tần. Cực tính điện áp AGC chọn sao cho sự tăng mức sóng mang kéo theo sự tăng điện áp AGC. Điều này lại dẫn đến giảm hệ số khuếch đại của từng tầng, giảm khuếch đại tổng thể của máy thu và khôi phục mức sóng mang lối vào tách sóng về trị ban đầu của nó. Nếu mức sóng mang giảm, quá trình xảy ra theo chiều ngược lại. AGC phụ dùng để tránh quá tải cao tần khi tín hiệu vào lớn. Trong nhiều máy thu FM chỉ dùng AGC phụ. K§CT Trén tÇn K§TG T¸ch sãng K§¢T AGC c¬ b¶n AGC phô LPF Hình 5-1. Sơ đồ mạch AGC 159 ƒ AGC đơn giản: ở kiểu này điện áp AGC được tạo ra ngay khi điện áp sóng mang xuất hiện ở lối ra KĐTG. Có nghĩa là độ khuếch đại của máy thu giảm thấp hơn trị cực đại của nó khi tín hiệu mong muốn còn yếu và đang cần độ khuếch đại tối đa. Để hoàn thiện, ta dùng AGC có trễ. ƒ AGC có trễ: Vòng AGC được thiết kế sao cho nó không hạn chế điện áp ra đến khi điện áp vào tách sóng đạt đến mức ngưỡng đặt trước. Để hoàn thiện hơn nữa ta dùng hệ thống AGC có trễ và khuếch đại: phương án 1 thực hiện khuếch đại phụ tín hiệu cao tần trước tách sóng; phương án 2 khuếch đại phụ điện áp 1 chiều sau tách sóng AGC (hình 5-2). TÇng ®iÒu chØnh K§TG T¸ch sãng AGC§Õn tÇng ®iÒu chØnh a) TÇng ®iÒu chØnh T¸ch sãng AGC K§ 1 chiÒu §Õn gi¶i ®iÒu chÕ §Õn gi¶i ®iÒu chÕ §Õn tÇng ®iÒu chØnh b) Hình 5-2. Sơ đồ AGC có khuếch đại Hình 5-3 là đặc tuyến biên độ của máy thu với các hệ thống AGC khác nhau. Khi không có AGC, đặc tuyến tuyến tính trong phạm vi dải động của máy thu. Với AGC đơn giản, sự phụ thuộc của điện áp ra vào sức điện động trong anten là phi tuyến. Với AGC có trễ, khi EA < EAdđ đặc tuyến là tuyến tính. E A AGC lÝ t−ëng AGC cã trÔ vµ khuÕch ®¹i AGC ®¬n gi¶n AGC cã trÔ Kh«ng AGC EAd® Ura d® Ura Hình 5-3. Đặc tuyến các loại AGC Các hệ thống AGC đã xét ở trên bao trùm phần lớn các tầng của tuyến chung và tuyến riêng của máy thu. Đôi khi người ta chia hệ thống AGC ra thành hai hệ thống độc lập: AGC tuyến riêng và AGC tuyến chung, trong đó AGC tuyến riêng sẽ đóng vai trò chính. AGC tuyến chung là AGC có trễ lớn. Nó chỉ hoạt động khi mức tín hiệu ở lối vào đạt tới giá trị gần với giới hạn dải động của tuyến chung. Hệ thống AGC này sẽ đảm bảo sự làm việc của tuyến chung trong 160 chế độ tuyến tính với mức tín hiệu đủ cao và như vậy sẽ cải thiện độ chọn lọc thực tế của máy thu. Một vấn đề cố hữu với các loại AGC trên là sự bù khuếch đại xảy ra sau: mạch theo dõi mức sóng mang và tạo điện áp điều chỉnh nằm sau KĐTG nên phản ứng có thể quá chậm (mức sóng mang đã thay đổi và truyền qua máy thu rồi). Trong một số trường hợp ta dùng AGC trước: tín hiệu thu được kiểm tra tại điểm gần tuyến cao tần thu hơn và điện áp điều chỉnh được đưa xuôi (feedforward) đến các tầng KĐTG. Một số điểm lưu ý: + Hằng số thời gian của bộ lọc AGC phải chọn sao cho điện áp điều chỉnh chỉ phản ánh thay đổi chậm của mức tín hiệu, mà không kịp bám theo sự thay đổi đường bao tín hiệu (thường là nhanh, khi thu tín hiệu điều biên). Vì chu kì đường bao tín hiệu Tmax = 1/Fmin nên ta phải có τ >> Tmax ; nếu Fmin = 300 Hz, Tmax = 0,0033 s; τ ≅ 0,05 - 0,2 s. + Khi thu tín hiệu ma níp biên độ, τ ≅ 1 s vì với hằng số thời gian nhỏ hơn, trong các quãng trống giữa các xung tín hiệu hệ số khuếch đại kịp tăng lên và làm tăng mức nhiễu. + Đối với tín hiệu thoại đơn biên có một số tính chất đặc biệt vì vậy ta xét các nguyên tắc thực hiện AGC khi thu dạng tín hiệu này: Tín hiệu đơn biên chỉ tồn tại khi phát tin. Trong các quãng nghỉ tự nhiên xuất hiện giữa các từ và câu, sẽ không có nguyên liệu để AGC có thể dựa vào. Như vậy có nghĩa là trong các quãng nghỉ không tránh khỏi sự rộ lên của tạp và nhiễu. Để suy giảm hiện tượng khó chịu này cần tăng hằng số thời gian của bộ lọc AGC, song điều đó lại kéo theo sự tăng thời gian phản ứng của máy thu với mức tín hiệu tới, nghĩa là lúc mới xuất hiện tín hiệu sẽ phát sinh sự quá tải máy thu. Việc giải quyết vấn đề này đạt được bằng việc dùng bộ lọc AGC với hai hằng số thời gian: rất nhỏ khi tăng biên độ tín hiệu và rất lớn khi giảm tín hiệu (được gọi là “nạp nhanh - phóng chậm”). Ví dụ thực tế như hình 5-4. Tõ t¸ch sãng AGC §Õn tÇng ®iÒu chØnh Hình 5-4. Sơ đồ mạch với hằng số thời gian nạp và phóng khác nhau 161 Giả sử rằng điện trở trong của nguồn điện áp (tách sóng AGC) đủ nhỏ. Khi tín hiệu tăng, tụ được nạp nhanh qua trở trong rất nhỏ của đi ốt, còn khi tín hiệu giảm điện áp trên tụ lớn hơn điện áp vào, điốt đóng và hằng số thời gian phóng của tụ xác định bởi trở ngược của đi ốt và trở vào tầng tiếp sau. Hằng số thời gian nạp được chọn bằng vài mili giây (ms), hằng số thời gian phóng cỡ 2 giây. Người ta gọi AGC đã xét là AGC theo đường bao hay AGC theo phổ. Nhược điểm của AGC theo đường bao là: - Sự tăng hệ số khuếch đại máy thu đến cực đại trong các quãng nghỉ kéo dài của tín hiệu. - Độ chống nhiễu xung đều đặn thấp (do thời hằng nhỏ của AGC). Tụ dưới tác động của các xung đều đặn có thể nạp đến điện áp gần bằng biên độ của chúng, dẫn tới AGC suy giảm đáng kể tín hiệu của máy thu. Nếu cùng với tín hiệu có ích người ta phát đi cả tín hiệu lái thì có thể áp dụng hệ thống AGC khác (AGC theo tín hiệu lái). Lúc này tín hiệu lái được tách ra bằng bộ lọc dải hẹp, được khuếch đại đến giá trị đủ để AGC làm việc bình thường. AGC này có nhược điểm là không tính đến pha đinh chọn lọc của tín hiệu. Ví dụ khi pha đinh các thành phần phổ gần sóng mang và đồng thời tăng các thành phần trong vùng trên của phổ tín hiệu thì sẽ có hiện tượng quá tải máy thu. Để nâng cao hiệu quả của hệ thống AGC, ngày nay người ta dùng AGC số như hình 5-5a. Trong sơ đồ này, nhờ dùng bộ tích phân số (bộ đếm thuận nghịch) biên độ ra không phụ thuộc vào biên độ tín hiệu vào. Khi Ura < Utrễ giống như AGC tương tự, AGC số không làm việc và hệ số khuếch đại bằng Kmax. Uvµo UtrÔ FD TuyÕn ®iÒu chØnh RC 2 ChÆn trµn T¸ch sãng ADC RC 1 1± 1± D 1Z = ± U ra 0 +1 -1 Z D Ura UtrÔ 2mUtrÔ Hình 5-5. Sơ đồ AGC số Tín hiệu ở lối ra bộ tách sóng AGC được lượng tử hoá nhị phân: nếu Ura > Utrễ 162 tín hiệu sai số được tạo ra ZD = -1, nếu Ura < Utrễ thì ZD = +1. Tín hiệu sai số này đi đến bộ đếm thuận nghịch lấy trung bình RC1 với hệ số đếm n1. Khi RC1 tràn (đầy), ở lối ra của nó xuất hiện xung làm tăng hoặc giảm đi một đơn vị (tuỳ thuộc vào dấu tràn) số đếm trong bộ đếm thuận nghịch thứ hai RC2. Mã trong RC2 thay đổi từ 0 ÷ Rmax. Bộ đếm này không được tràn: Khi mã trong RC2 đạt được giá trị 0 hoặc Rmax sẽ xảy sự chặn việc đưa xung có dấu tương ứng từ RC1 đến. Mã trong RC2 điều chỉnh hệ số khuếch đại của tuyến trung tần. Dễ thấy rằng ở chế độ dừng, trong sơ đồ AGC số đang xét có phát sinh các dao động, dẫn đến sự thay đổi mã trong RC2 đi đơn vị (ví dụ R = 15, 16, 15, 16....), tương ứng với điều chế biên độ kí sinh tín hiệu vào. Có thể tránh hiện